Ensambles de amplificador operacional básico

Las aplicaciones del amplificador operacional se dividen en dos categorías amplias según la naturaleza de la retroalimentación  :

• si tiene lugar en la entrada inversora (entrada -), se dice que la retroalimentación es negativa, lo que hace que el sistema funcione en modo lineal  ;
• si tiene lugar en la entrada no inversora (+ entrada), se dice que la retroalimentación es positiva y tiende a acentuar la inestabilidad de la salida que va a uno de los voltajes de saturación. La operación está entonces en modo comparador .

Un conjunto final de ensamblajes incluye estructuras mixtas o especiales: doble retroalimentación o inserción de componentes específicos. En este caso, no es posible, a priori , establecer un tipo de operación.

Las resistencias utilizadas en los diagramas de este artículo son del orden de kΩ. Las resistencias de menos de un kΩ requerirían demasiada corriente y podrían dañar el amplificador. Las resistencias de más de 1 MΩ causarían demasiado ruido térmico y errores significativos debido a las corrientes de polarización.

Circuitos en modo lineal

Amplificador diferencial

La salida es proporcional a la diferencia de las señales aplicadas a las dos entradas.

Vs=V2((RF+R1)Rgramo(Rgramo+R2)R1)-V1(RFR1){\ Displaystyle V _ {\ mathrm {s}} = V_ {2} \ left ({\ left (R _ {\ mathrm {f}} + R_ {1} \ right) R _ {\ mathrm {g}} \ over \ left (R _ {\ mathrm {g}} + R_ {2} \ right) R_ {1}} \ right) -V_ {1} \ left ({R _ {\ mathrm {f}} \ over R_ {1}} \ right)}

• cuando ,RFR1=RgramoR2{\ Displaystyle {\ frac {R _ {\ mathrm {f}}} {R_ {1}}} = {\ frac {R _ {\ mathrm {g}}} {R_ {2}}}}

Vs=RFR1(V2-V1){\ Displaystyle V _ {\ mathrm {s}} = {R _ {\ mathrm {f}} \ over R_ {1}} \ left (V_ {2} -V_ {1} \ right)}

• Cuando y , obtenemos la función resta:R1=RF{\ Displaystyle R_ {1} = R _ {\ mathrm {f}}}R2=Rgramo{\ Displaystyle R_ {2} = R _ {\ mathrm {g}}}

Vs=V2-V1{\ Displaystyle V _ {\ mathrm {s}} = V_ {2} -V_ {1}} Demostración

Supongamos que el amplificador operacional es perfecto, entonces . También existe una retroalimentación negativa (vínculo físico entre la salida y la entrada inversora), por lo que el estudio se realiza en modo lineal, lo que genera y . I+=I-=0{\ Displaystyle i ^ {+} = i ^ {-} = 0}
VmiD=0{\ displaystyle V _ {\ mathrm {ed}} = 0}V+=V-{\ Displaystyle V ^ {+} = V ^ {-}}

Cálculo de potenciales y  : V+{\ Displaystyle V ^ {+}}V-{\ Displaystyle V ^ {-}}

• V+{\ Displaystyle V ^ {+}} se obtiene gracias al puente divisor de tensión sin carga:

V+=Rgramo(R2+Rgramo)V2{\ Displaystyle V ^ {+} = {R_ {g} \ over (R_ {2} + R_ {g})} V_ {2}}

• V-{\ Displaystyle V ^ {-}}se obtiene gracias al teorema de Millman  :

V-=VsRF+V1R11RF+1R1=V1.RF+Vs.R1R1+RF{\ Displaystyle V ^ {-} = {{{V_ {s} \ over R_ {f}} + {V_ {1} \ over R_ {1}}} \ over {{1 \ over R_ {f}} + {1 \ over R_ {1}}}} = {{V_ {1} .R_ {f} + V_ {s} .R_ {1}} \ over {R_ {1} + R_ {f}}}}

• Como :

V+=V-{\ Displaystyle V ^ {+} = V ^ {-}} RgramoR2+RgramoV2=V1.RF+Vs.R1R1+RF{\ Displaystyle {R_ {g} \ over {R_ {2} + R_ {g}}} V_ {2} = {{V_ {1} .R_ {f} + V_ {s} .R_ {1}} \ sobre {R_ {1} + R_ {f}}}} R1+RFR2+RgramoRgramo.V2=V1.RF+Vs.R1{\ Displaystyle {{R_ {1} + R_ {f}} \ over {R_ {2} + R_ {g}}} R_ {g} .V_ {2} = V_ {1} .R_ {f} + V_ {s} .R_ {1}} R1+RFR2+RgramoRgramo.V2-V1.RF=Vs.R1{\ Displaystyle {{R_ {1} + R_ {f}} \ over {R_ {2} + R_ {g}}} R_ {g} .V_ {2} -V_ {1} .R_ {f} = V_ {s} .R_ {1}}

• Obtenemos el resultado esperado:

Vs=R1+RFR2+RgramoRgramoR1V2-RFR1V1{\ Displaystyle V_ {s} = {{R_ {1} + R_ {f}} \ over {R_ {2} + R_ {g}}} {R_ {g} \ over R_ {1}} V_ {2} - {R_ {f} \ over R_ {1}} V_ {1}}

• Condición de factorización:

R1+RFR2+RgramoRgramoR1=RFR1{\ Displaystyle {{R_ {1} + R_ {f}} \ over {R_ {2} + R_ {g}}} {R_ {g} \ over R_ {1}} = {R_ {f} \ over R_ {1}}} (R1+RF)Rgramo=RF(R2+Rgramo){\ Displaystyle (R_ {1} + R_ {f}) R_ {g} = R_ {f} (R_ {2} + R_ {g})} R1.Rgramo=R2.RF{\ Displaystyle R_ {1} .R_ {g} = R_ {2} .R_ {f}}

• Cuando ⇒ amplificador diferencial cuya ganancia esRFR1=RgramoR2{\ Displaystyle {\ frac {R_ {f}} {R_ {1}}} = {\ frac {R_ {g}} {R_ {2}}}}RFR1{\ Displaystyle R_ {f} \ over R_ {1}}
• Cuándo y ⇒ resta.R1=RF{\ Displaystyle R_ {1} = R _ {\ mathrm {f}}}R2=Rgramo{\ Displaystyle R_ {2} = R _ {\ mathrm {g}}}

 

Amplificadores de voltaje

Amplificador inversor

La señal de salida está desfasada con la señal de entrada.

Vs=-Vmi(R2R1){\ Displaystyle V _ {\ mathrm {s}} = - V _ {\ mathrm {e}} \ left ({R _ {\ mathrm {2}} \ over R _ {\ mathrm {1}}} \ right )} Demostración

Supongamos que el amplificador operacional es perfecto, entonces . También existe una retroalimentación negativa (vínculo físico entre la salida y la entrada inversora), por lo que el estudio se realiza en modo lineal, lo que genera y . Por lo tanto: y de acuerdo con el teorema de Millman  : . I+=I-=0{\ Displaystyle i ^ {+} = i ^ {-} = 0}
VmiD=0{\ displaystyle V _ {\ mathrm {ed}} = 0}V+=V-{\ Displaystyle V ^ {+} = V ^ {-}}
V+=0{\ Displaystyle V ^ {+} = 0}V-=(VmiR1+VsR2)1R1+1R2{\ Displaystyle V ^ {-} = {\ left ({V _ {\ mathrm {e}} \ over R _ {\ mathrm {1}}} + {V _ {\ mathrm {s}} \ over R _ {\ mathrm {2}}} \ right) \ over {{1 \ over R _ {\ mathrm {1}}} + {1 \ over R _ {\ mathrm {2}}}}}}

Ahora que tenemos: . EntoncesV+=V-{\ Displaystyle V ^ {+} = V ^ {-}}0=(VmiR1+VsR2){\ Displaystyle 0 = \ left ({V _ {\ mathrm {e}} \ over R _ {\ mathrm {1}}} + {V _ {\ mathrm {s}} \ over R _ {\ mathrm {2 }}} \ derecha)}
Vs=-Vmi(R2R1){\ Displaystyle V _ {\ mathrm {s}} = - V _ {\ mathrm {e}} \ left ({R _ {\ mathrm {2}} \ over R _ {\ mathrm {1}}} \ right )}   Amplificador no inversor Vs=Vmi(1+R2R1){\ Displaystyle V _ {\ mathrm {s}} = V _ {\ mathrm {e}} \ left (1+ {R_ {2} \ over R_ {1}} \ right)} Demostración Supongamos que el amplificador operacional es perfecto, entonces . También hay una retroalimentación negativa (vínculo físico entre la salida y la entrada inversora), por lo que el estudio se realiza en modo lineal, lo que genera y . Para superposición técnica a la entrada inversora del amplificador operacional, por lo tantoI+=I-=0{\ Displaystyle i ^ {+} = i ^ {-} = 0}
VmiD=0{\ displaystyle V _ {\ mathrm {ed}} = 0}V+=V-{\ Displaystyle V ^ {+} = V ^ {-}}
Vmi(R1+R2)=0∗R2+R1∗Vs{\ Displaystyle V _ {\ mathrm {e}} \ left (R_ {1} + R_ {2} \ right) = 0 * R_ {2} + R_ {1} * V _ {\ mathrm {s}}}
Vs=Vmi(1+R2R1){\ Displaystyle V _ {\ mathrm {s}} = V _ {\ mathrm {e}} \ left (1+ {R_ {2} \ over R_ {1}} \ right)}  

Convertidor de corriente a voltaje

Vs=-Imi RF{\ Displaystyle V _ {\ mathrm {s}} = - I _ {\ mathrm {e}} \ R _ {\ mathrm {f}}}

• También se llama amplificador de transimpedancia o amplificador de transresistencia porque la relación entre la salida y la entrada da un valor de resistencia.(VsImi){\ Displaystyle \ left ({V _ {\ mathrm {s}} \ over I _ {\ mathrm {e}}} \ right)}

Seguidor

Vs=Vmi {\ Displaystyle V _ {\ mathrm {s}} = V _ {\ mathrm {e}} \! \} Zmi=∞{\ Displaystyle Z _ {\ mathrm {e}} = \ infty}

• A menudo llamada etapa de amortiguación de voltaje ( Buffer English) Gracias a su impedancia de entrada muy alta y su impedancia de salida baja, está destinado a permitir la adaptación de impedancia entre dos etapas sucesivas de un circuito.

Demostración Supongamos que el amplificador operacional es perfecto, entonces . También existe una retroalimentación negativa (conexión física entre salida y entrada inversora), por lo que el estudio se realiza en modo lineal, que genera . Realizando la ley de malla  : oro así .I+=I-=0{\ Displaystyle i ^ {+} = i ^ {-} = 0}
VmiD=0{\ displaystyle V _ {\ mathrm {ed}} = 0}
Vs=Vmi+VmiD{\ Displaystyle V _ {\ mathrm {s}} = V _ {\ mathrm {e}} + V _ {\ mathrm {ed}}}VmiD=0{\ displaystyle V _ {\ mathrm {ed}} = 0}Vs=Vmi{\ Displaystyle V _ {\ mathrm {s}} = V _ {\ mathrm {e}}}  

Inversor sumador

Agrega múltiples entradas ponderadas

Vs=-RF(V1R1+V2R2+⋯+VnoRno){\ Displaystyle V _ {\ mathrm {s}} = - R _ {\ mathrm {f}} \ left ({V_ {1} \ over R_ {1}} + {V_ {2} \ over R_ {2} } + \ cdots + {V_ {n} \ over R_ {n}} \ right)}

• Cuándo R1=R2=⋯=Rno{\ Displaystyle R_ {1} = R_ {2} = \ cdots = R_ {n}}

Vs=-(RFR1)(V1+V2+⋯+Vno) {\ Displaystyle V _ {\ mathrm {s}} = - \ left ({R _ {\ mathrm {f}} \ over R_ {1}} \ right) (V_ {1} + V_ {2} + \ cdots + V_ {no}) \! \}

• Cuándo R1=R2=⋯=Rno=RF{\ Displaystyle R_ {1} = R_ {2} = \ cdots = R_ {n} = R _ {\ mathrm {f}}}

Vs=-(V1+V2+⋯+Vno) {\ Displaystyle V _ {\ mathrm {s}} = - (V_ {1} + V_ {2} + \ cdots + V_ {n}) \! \}

• La salida se invierte.
• La impedancia de entrada , para cada entrada ( es una tierra virtual).Zno=Rno{\ Displaystyle Z_ {n} = R_ {n}}V-{\ Displaystyle V ^ {-}}

Demostración

Supongamos que el amplificador operacional es perfecto, entonces . También existe una retroalimentación negativa (vínculo físico entre la salida y la entrada inversora), por lo que el estudio se realiza en modo lineal, lo que genera y . I+=I-=0{\ Displaystyle i ^ {+} = i ^ {-} = 0}
VmiD=0{\ displaystyle V _ {\ mathrm {ed}} = 0}V+=V-{\ Displaystyle V ^ {+} = V ^ {-}}

Aplicación del teorema de Millman enV-{\ Displaystyle V ^ {-}}

V-=VsRF+∑no⩾1VnoRno1RF+∑no⩾11Rno{\ Displaystyle V ^ {-} = {{V_ {s} \ over R_ {f}} + {\ sum _ {n \ geqslant 1} {{V_ {n}} \ over {R_ {n}}}} \ over {{1 \ over R_ {f}} + \ sum _ {n \ geqslant 1} {1 \ over {R_ {n}}}}}}

Oro :

V+=0=V-{\ Displaystyle V ^ {+} = 0 = V ^ {-}}

Entonces :

V-=VsRF+∑no⩾1VnoRno=0{\ Displaystyle V ^ {-} = {V_ {s} \ over R_ {f}} + {\ sum _ {n \ geqslant 1} {V_ {n} \ over R_ {n}}} = 0} VsRF=-∑no⩾1VnoRno{\ Displaystyle {V_ {s} \ over R_ {f}} = - {\ sum _ {n \ geqslant 1} {V_ {n} \ over R_ {n}}}}

Obtenemos el resultado esperado:

Vs=-RF∑no⩾1VnoRno{\ Displaystyle V_ {s} = - R_ {f} {\ sum _ {n \ geqslant 1} {V_ {n} \ over R_ {n}}}}  

Sustractor

Consulte "  Amplificador diferencial  ".

Integrador

La salida es proporcional a la integral de tiempo del voltaje de entrada.

Vs(t)=-(1RVS)∫Vmi(t)Dt{\ Displaystyle V _ {\ mathrm {s}} (t) = - \ left ({1 \ over RC} \ right) \ int {V _ {\ mathrm {e}} (t) dt}}

• Añadiendo una resistencia R 'a los terminales del condensador, se obtiene un comportamiento integrador en una banda de frecuencia limitada de 0 a ( filtro de paso bajo activo ). Tenga en cuenta que debido a las fallas del AO real (ver amplificador operacional - Voltaje de compensación y corrientes de entrada ), esta solución se adopta casi sistemáticamente, encontrándose entonces el comportamiento integrador para frecuencias mayores que el pulso de corte. Esto evita la saturación en la salida del AO integrando el componente de CC mientras integra la señal periódica que es de interés.Fvs=1/(2πR′VS){\ Displaystyle f_ {c} = 1 / (2 \ pi R'C)}

Demostración

Supongamos que el amplificador operacional es perfecto, entonces y eso . La corriente a través de R y C viene dada por: I+=I-=0{\ Displaystyle i ^ {+} = i ^ {-} = 0}V+=V-=0{\ Displaystyle V ^ {+} = V ^ {-} = 0}I{\ Displaystyle I}

I(t)=Vmi(t)R{\ Displaystyle I (t) = {\ frac {V_ {e} (t)} {R}}}

También se puede expresar en función de la tensión de salida:

I(t)=-VSDVs(t)Dt{\ Displaystyle I (t) = - C {\ frac {dV _ {\ mathrm {s}} (t)} {dt}}}

Usando las dos ecuaciones anteriores obtenemos:

Vs(t)=-(1RVS)∫Vmi(t)Dt{\ Displaystyle V _ {\ mathrm {s}} (t) = - \ left ({1 \ over RC} \ right) \ int {V _ {\ mathrm {e}} (t) dt}}  

Desviador

La salida es proporcional a la tasa de cambio del voltaje de entrada.

Vs(t)=-RVSDVmi(t)Dt{\ Displaystyle V _ {\ mathrm {s}} (t) = - RC {\ frac {dV _ {\ mathrm {e}} (t)} {dt}}}

• El desviador se usa en sistemas de control para monitorear la tasa de cambio de cantidades físicas como, por ejemplo, temperatura o presión.
• Añadiendo una resistencia en serie con el condensador, obtenemos el diagrama de un filtro de paso alto .

Demostración

Supongamos que el amplificador operacional es perfecto, entonces y eso . La corriente a través de R y C viene dada por: I+=I-=0{\ Displaystyle i ^ {+} = i ^ {-} = 0}V+=V-=0{\ Displaystyle V ^ {+} = V ^ {-} = 0}I{\ Displaystyle I}

I(t)=-Vs(t)R{\ Displaystyle I (t) = - {\ frac {V_ {s} (t)} {R}}}

También se puede expresar en función de la tensión de entrada:

I(t)=VSDVmi(t)Dt{\ Displaystyle I (t) = C {\ frac {dV _ {\ mathrm {e}} (t)} {dt}}}

Usando las dos ecuaciones anteriores obtenemos:

Vs(t)=-RVSDVmi(t)Dt{\ Displaystyle V _ {\ mathrm {s}} (t) = - RC {\ frac {dV _ {\ mathrm {e}} (t)} {dt}}}  

Amplificador instrumental

Vs=(1+2RRgramoaIno)(V2-V1){\ Displaystyle V _ {\ mathrm {s}} = \ left (1+ {2R \ over R _ {\ mathrm {gain}}} \ right) (V_ {2} -V_ {1})}

La ganancia es ajustable usando una sola resistencia que se puede conectar a los terminales de un circuito integrado o similar. Este circuito se produce de manera integrada, lo que permite una gran precisión en las resistencias R así como una muy buena estabilidad térmica. RgramoaIno{\ displaystyle R _ {\ mathrm {ganancia}}}

La primera etapa del amplificador de instrumentación no genera un error de modo común gracias a su simetría.

Simulador de inductancia

La impedancia equivalente de este conjunto se define por:

Zmiq(ω)=R21+jR1VSω1+jR2VSω{\ Displaystyle Z_ {eq} (\ omega) = R_ {2} {\ frac {1 + jR_ {1} C \ omega} {1 + jR_ {2} C \ omega}}}

las dos frecuencias de corte de este conjunto son:

F1=12πR2VS{\ Displaystyle f_ {1} = {\ frac {1} {2 \ pi R_ {2} C}}} y F2=12πR1VS{\ Displaystyle f_ {2} = {\ frac {1} {2 \ pi R_ {1} C}}}

• Este tipo de montaje también se denomina giro.

Demostración Vϵ+=VmiR1R1+1jVSω=VmijR1VSω1+jR1VSω{\ Displaystyle V _ {\ epsilon +} = V_ {e} {\ frac {R_ {1}} {R_ {1} + {\ frac {1} {jC \ omega}}}} = V_ {e} { \ frac {jR_ {1} C \ omega} {1 + jR_ {1} C \ omega}}}I1=Vϵ+R1=VmijVSω1+jR1VSω{\ Displaystyle I_ {1} = {\ frac {V _ {\ epsilon +}} {R_ {1}}} = V_ {e} {\ frac {jC \ omega} {1 + jR_ {1} C \ omega }}}I2=Vmi-Vϵ+R2=VmiR211+jR1VSω{\ Displaystyle I_ {2} = {\ frac {V_ {e} -V _ {\ epsilon +}} {R_ {2}}} = {\ frac {V_ {e}} {R_ {2}}} { \ frac {1} {1 + jR_ {1} C \ omega}}}I=I1+I2=Vmi1+jR1VSω(jVSω+1R2){\ Displaystyle I = I_ {1} + I_ {2} = {\ frac {V_ {e}} {1 + jR_ {1} C \ omega}} (jC \ omega + {\ frac {1} {R_ { 2}}})} I=VmiR21+jR2VSω1+jR1VSω{\ Displaystyle I = {\ frac {V_ {e}} {R_ {2}}} {\ frac {1 + jR_ {2} C \ omega} {1 + jR_ {1} C \ omega}}} Zmiq=VmiI{\ Displaystyle Z_ {eq} = {\ frac {V_ {e}} {I}}}

Por tanto, la impedancia equivalente de este conjunto es:

Zmiq(ω)=R21+jR1VSω1+jR2VSω{\ Displaystyle Z_ {eq} (\ omega) = R_ {2} {\ frac {1 + jR_ {1} C \ omega} {1 + jR_ {2} C \ omega}}}

las dos frecuencias de corte de este conjunto son:

F1=12πR2VS{\ Displaystyle f_ {1} = {\ frac {1} {2 \ pi R_ {2} C}}} y F2=12πR1VS{\ Displaystyle f_ {2} = {\ frac {1} {2 \ pi R_ {1} C}}}

Si tenemos: R1>>R2{\ Displaystyle R_ {1} >> R_ {2}}

F<F1{\ Displaystyle f <f_ {1}} Zmiq≈R2{\ Displaystyle Z_ {eq} \ approx R_ {2}} F1<F<F2{\ Displaystyle f_ {1} <f <f_ {2}} Zmiq≈L=R2R1VS{\ Displaystyle Z_ {eq} \ approx L = R_ {2} R_ {1} C} F>F2{\ Displaystyle f> f_ {2}} Zmiq≈R1{\ Displaystyle Z_ {eq} \ approx R_ {1}}  

Impedancia negativa

RIno=VsIs=-R3R1R2{\ Displaystyle R_ {in} = {\ frac {V_ {s}} {I_ {s}}} = - R_ {3} {\ frac {R_ {1}} {R_ {2}}}} Demostración

Supongamos que el amplificador operacional es perfecto, entonces y eso . La corriente viene dada por: I+=I-=0{\ Displaystyle i ^ {+} = i ^ {-} = 0}V+=V-=Vs{\ Displaystyle V ^ {+} = V ^ {-} = V_ {s}}I2{\ Displaystyle I_ {2}}

I2=VsR1{\ Displaystyle I_ {2} = {\ frac {V_ {s}} {R_ {1}}}}

Si consideramos la tensión de una masa a otra (uso de la ley de la malla ), es posible escribir:

(R1+R2)I2+R3⋅Is-Vs=0{\ Displaystyle (R_ {1} + R_ {2}) I_ {2} + R_ {3} \ cdot I_ {s} -V_ {s} = 0}

Usando las dos ecuaciones anteriores (reemplazamos en la segunda fórmula) obtenemos: I2{\ Displaystyle I_ {2}}

(R1+R2)VsR1+R3⋅Is-Vs=0{\ Displaystyle (R_ {1} + R_ {2}) {\ frac {V_ {s}} {R_ {1}}} + R_ {3} \ cdot I_ {s} -V_ {s} = 0}Vs(1-R1+R2R1)=R3⋅Is{\ Displaystyle V_ {s} (1 - {\ frac {R_ {1} + R_ {2}} {R_ {1}}}) = R_ {3} \ cdot I_ {s}}Vs=-Is⋅R3R1R2{\ Displaystyle V_ {s} = - I_ {s} \ cdot R_ {3} {\ frac {R_ {1}} {R_ {2}}}}

Esto permite calcular la resistencia de entrada:

RIno=VsIs=-R3R1R2{\ Displaystyle R_ {in} = {\ frac {V_ {s}} {I_ {s}}} = - R_ {3} {\ frac {R_ {1}} {R_ {2}}}}  

Rectificador de onda completa sin umbral

Este conjunto se comporta como un diodo ideal.

Demostración

Para estudiar este conjunto, es necesario considerar dos casos: cuando el diodo está encendido o cuando el diodo está bloqueado.

• Cuando el voltaje de salida del amplificador operacional es positivo, el diodo está encendido y el circuito se comporta como un seguidor:

Vs=Vmi{\ Displaystyle V_ {s} = V_ {e}}

• Cuando el voltaje de salida del amplificador operacional es negativo, el diodo está bloqueado (no puede pasar una corriente negativa). El circuito de retroalimentación ya no está cerrado y el conjunto se comporta como un comparador: la tensión de salida del amplificador operacional es válida . Dado que el diodo está bloqueado, no fluye corriente a través de la resistencia de carga . Por tanto, la tensión de salida del conjunto es cero:-Vsat{\ displaystyle -V_ {sat}}RL{\ Displaystyle R_ {L}}

Vs=0{\ Displaystyle V_ {s} = 0}  

Detector de valor pico

La función de este montaje es "guardar" el valor más alto de . Vmi{\ Displaystyle V_ {e}}

Demostración

Si la salida del amplificador tiende hacia , el diodo es conductor que carga el condensador C, y aumenta hasta igualar la entrada y la salida. Vmi>Vs{\ Displaystyle V_ {e}> V_ {s}}Vs+{\ Displaystyle V_ {s} +}Vs{\ Displaystyle V_ {s}}

Si la salida del amplificador tiende hacia , el diodo se bloquea y el voltaje de salida permanece constante. Vmi<Vs{\ Displaystyle V_ {e} <V_ {s}}Vs-{\ Displaystyle V_ {s} -}

El interruptor se usa para reiniciar el dispositivo.  

Amplificador logarítmico

vs=-Vγen⁡(vmiISR){\ Displaystyle v_ {s} = - V _ {\ gamma} \ ln \ left ({\ frac {v_ {e}} {I _ {\ mathrm {S}} \, R}} \ right)}

Tenga en cuenta que este diagrama es un diagrama de bloques: usado tal cual, sus características dependen de la temperatura.

Amplificador exponencial

vs=-RISmivmiVγ{\ Displaystyle v_ {s} = - R \, I _ {\ mathrm {S}} \, \ mathrm {e} ^ {v_ {e} \ over V _ {\ gamma}}}

Tenga en cuenta que este diagrama es un diagrama de bloques: usado tal cual, sus características dependen de la temperatura.

Circuitos en modo no lineal

Comparador

Vs={VS+V1>V2VS-V1<V2{\ Displaystyle V _ {\ mathrm {s}} = \ left \ {{\ begin {matrix} V _ {\ mathrm {S +}} & V_ {1}> V_ {2} \\ V _ {\ mathrm {S-}} & V_ {1} <V_ {2} \ end {matrix}} \ right.}= si ( V1 > V2) ⇒ VS = + VCC / si (V1 <V2) ⇒ VS = -VCC

Comparador con dos umbrales o disparador Schmitt o comparador de histéresis

Comparador de dos umbrales no inversor

Tensión de conmutación positiva : Tensión de conmutación negativa:VT+=Vvsvs(R1R2){\ Displaystyle V _ {\ mathrm {T ^ {+}}} = V _ {\ mathrm {cc}} \ left ({R_ {1} \ over R_ {2}} \ right)}
VT-=-Vvsvs(R1R2){\ displaystyle V _ {\ mathrm {T ^ {-}}} = - V _ {\ mathrm {cc}} \ left ({R_ {1} \ over R_ {2}} \ right)}

T para umbral , es decir, umbral.

Nota: observe la posición de las entradas inversoras y no inversoras en relación con el conjunto amplificador-inversor.

Demostración

Para este estudio, consideraremos que el amplificador operacional utilizado es perfecto y que opera en “modo comparador” porque utiliza una retroalimentación sobre la entrada no inversora del AOP. Siendo infinita la ganancia diferencial del amplificador, la tensión de salida V s solo puede ser igual a + V cc o -V cc dependiendo del signo de la tensión diferencial V diff .

VDIFF=V+-V-=V+=Vmi⋅R2R1+R2+Vs⋅R1R1+R2{\ Displaystyle V_ {diff} = V _ {+} - V _ {-} = V _ {+} = V_ {e} \ cdot {\ frac {R_ {2}} {R_ {1} + R_ {2 }}} + V_ {s} \ cdot {\ frac {R_ {1}} {R_ {1} + R_ {2}}}}

Por lo tanto, la tensión V e cancelando la tensión diferencial V diff vale:

Vmi=-Vs⋅R1R2{\ Displaystyle V_ {e} = - V_ {s} \ cdot {\ frac {R_ {1}} {R_ {2}}}}

Dependiendo del signo de V s , podemos definir una tensión de conmutación positiva V T + pasando la salida V s de -V cc a + V cc y una tensión de conmutación negativa V T - pasando V s de + V cc a -V cc  :

Voltaje de cambio positivo: VT+=Vvsvs(R1R2){\ Displaystyle V _ {\ mathrm {T ^ {+}}} = V _ {\ mathrm {cc}} \ left ({R_ {1} \ over R_ {2}} \ right)}

Voltaje de cambio negativo: VT-=-Vvsvs(R1R2){\ displaystyle V _ {\ mathrm {T ^ {-}}} = - V _ {\ mathrm {cc}} \ left ({R_ {1} \ over R_ {2}} \ right)}   Comparador con dos umbrales de inversión

Tensión de conmutación positiva : Tensión de conmutación negativa: T para umbral, es decir, umbral. VT+=-Vvsvs(R1R1+R2){\ displaystyle V _ {\ mathrm {T ^ {+}}} = - V _ {\ mathrm {cc}} \ left ({R_ {1} \ over R_ {1} + R_ {2}} \ right) }
VT-=Vvsvs(R1R1+R2){\ Displaystyle V _ {\ mathrm {T ^ {-}}} = V _ {\ mathrm {cc}} \ left ({R_ {1} \ over R_ {1} + R_ {2}} \ right)}

Demostración

Para este estudio, consideraremos que el amplificador operacional utilizado es perfecto y que opera en “modo comparador” porque utiliza una retroalimentación sobre la entrada no inversora del AOP. Siendo infinita la ganancia diferencial del amplificador, la tensión de salida V s solo puede ser igual a + V cc o -V cc dependiendo del signo de la tensión diferencial V diff .

VDIFF=V+-V-=Vs⋅R1R1+R2-Vmi{\ Displaystyle V_ {diff} = V _ {+} - V _ {-} = V_ {s} \ cdot {\ frac {R_ {1}} {R_ {1} + R_ {2}}} - V_ { e}}

Por lo tanto, la tensión V e cancelando la tensión diferencial V diff vale:

Vmi=Vs⋅R1R1+R2{\ Displaystyle V_ {e} = V_ {s} \ cdot {\ frac {R_ {1}} {R_ {1} + R_ {2}}}}

Dependiendo del signo de V s , podemos definir una tensión de conmutación positiva V T + pasando la salida V s de -V cc a + V cc y una tensión de conmutación negativa V T - pasando V s de + V cc a -V cc  :

Voltaje de cambio positivo: VT+=-Vvsvs(R1R1+R2){\ displaystyle V _ {\ mathrm {T ^ {+}}} = - V _ {\ mathrm {cc}} \ left ({R_ {1} \ over R_ {1} + R_ {2}} \ right) }

Voltaje de cambio negativo: VT-=Vvsvs(R1R1+R2){\ Displaystyle V _ {\ mathrm {T ^ {-}}} = V _ {\ mathrm {cc}} \ left ({R_ {1} \ over R_ {1} + R_ {2}} \ right)}  

Bibliografía

En francés

• JF Gazin, Manual de aplicaciones CIL, volumen I, Amplificadores operacionales , Thomson-CSF-Sescosem,1971, 188  p.
• Michel Girard, Amplificadores operacionales , vol.  1: Presentación, Idealización, Método de estudio , McGraw-Hill,1989( ISBN  2-7042-1194-9 ).
• Michel Girard, Amplificadores operacionales , vol.  2: Tecnología, Característica, Uso , McGraw-Hill,1989, 567  p. ( ISBN  2-7042-1186-8 ).
• Paul Horowitz y Winfield Hill, Tratado sobre electrónica analógica y digital ["El arte de la electrónica"], vol.  1: Técnicas analógicas , Publitronic,1996, 538  p. ( ISBN  2-86661-070-9 ).
• Tran Tien Lang , Electrónica analógica de circuitos integrados , Masson,1997( ISBN  2-225-85306-1 ).
• Paul Albert Malvino, David J. Bates, principios electrónicos ["Principios electrónicos"], Dunod ,2002( ISBN  2-10-005810-X ) 6 ª  edición (traducción de la 6 ª  edición del libro Inglés).

En inglés

• (en) Jerald G. Graeme, Aplicaciones de amplificadores operacionales: técnicas de tercera generación (serie de electrónica Burr-Brown) , Mcgraw-Hill,1973( ISBN  0-07-023890-1 y 978-0070238909 ).
• (en) Jerald G. Graeme, Diseño con amplificadores operacionales: Alternativas de aplicaciones (serie de electrónica Burr-Brown) , Mcgraw-Hill,1976, 269  p. ( ISBN  0-07-023891-X y 978-0070238916 ).
• (en) Ron Mancini, Op Amps for Everyone: Design Reference , Newnes,2003, 377  p. ( ISBN  0-7506-7701-5 y 978-0750677011 , leer en línea ).
• (en) Walt Jung, Manual de aplicaciones de amplificadores operacionales, Newnes,2004( ISBN  0-7506-7844-5 y 978-0750678445 , leer en línea ).
• (en) Albert Paul Malvino, David J. Bates, Principios electrónicos , McGraw-Hill Science,2006, 1116  p. ( ISBN  0-07-322277-1 y 0071108467 ) séptima edición .

Ver también

Vínculos internos

• Amplificador operacional
• Amplificador electronico
• Amplificador instrumental
• Filtrado
• Filtro eléctrico lineal
• Amplificador de medida

enlaces externos

• Montajes básicos de la DOP
• El amplificador operacional y sus conjuntos amplificadores básicos
• Comparadores en electrónica
• (es) Introducción a las etapas del circuito de amplificador operacional, filtros de segundo orden, filtros de paso de banda de amplificador operacional único y un intercomunicador simple
• (es) Hiperfísica: descripciones de aplicaciones comunes
• (es) Colección de circuitos de amplificador operacional de suministro único [PDF]
• (es) Aplicaciones básicas de OpAmp [PDF]
• (en) Informe técnico SLOA011 de Texas Instruments : Comprensión de las especificaciones del amplificador operacional [PDF]
• (en) Informe de aplicación de Texas Instruments : Manual de aplicaciones de amplificadores operacionales [PDF]
• (en) Texas Instruments : Detección de corriente en el lado bajo mediante amplificadores operacionales [PDF]

Notas y referencias

1. (in) Ganancia logarítmicamente variable de un componente lineal variable .
2. (in) Maxim Application Note 3611  : Amplificadores logarítmicos de CC integrados [PDF] .

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